无线收发器设计指南(现代无线设备与系统篇原书第2版)/新视野电子电气科技丛书

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第3章接收机系统 本章对不同接收机指标进行详细的定义并阐述，分析其对系统性能的影响，同时也讲解如何实现、计算和测量这些指标。**步，提供模拟RF设计基本公式的解释，并配合习题讲解。此时，读者能够在不需要深入挖掘理论的情况下理解足够的知识。接着会深入讲解习题，以用来培养实际应用这些公式的信心。在后一节，为了读者能培养出*深入的洞察力，我们通过相对的数学方法提供设计公式潜在理论的详细证明和解释。*后，为了让读者可以了解*新的接收机系统主题，我们扩充结果到直接RF采样（DRFS）接收机，包括相关的例题。 重要参数——抗干扰： 一个接收机核心和*重要的参数是它的抗干扰，也就是它能在多个强干扰信号存在下检测出一个弱信号的能力。我们认为“所需信号”的RF信号的频率、带宽和调制方式与接收机设置相匹配。 就现在需要考虑的内容而言，我们将接收机系统看作一个具有一个输入端口和一个输出端口的“黑盒子”。接收机性能通过分析输出端口的输出信号与输入端口的输入信号的关系来衡量。定义SNRo为在输出端口的信号噪声比，一个接收机正确工作的条件是它提供了大于给定信噪比SNRd的SNRo。 每一个输入干扰和设计局限*终可转化成SNRo的降低。*详细地来说：  输入端口是天线端口。除非其他特殊定义，我们总是假设（通常没有损耗）从天线端口看过去的在所要频率的阻抗为电阻且等于50Ω。而且就我们现在的分析所涉及的，我们不关心信号如何到达输入端口，不管是通过天线或者其他实验仪器或者一些寄生机制。  输入信号包含在天线端口的所有RF信号集合，可能包含在**信道频率的所需信号，以及大量的特性和频率已知或未知的外来干扰RF信号。  输出端口是虚拟的端口，我们定义它为基带（BB）采样器或者检波器输入。我们所涉及的接收机输出信号是在该端口的信号。将该端口取名为“虚拟”，是因为我们可能不能进入，也可能不知道其输出预先会去哪里，有何目的。事实上，在输出端口的信号，可能直接进入检波器电路，以提取调制信号，或者被BB采样器采样，然后进入后续数字处理，并进行特定应用。  输出信号是在输出端口的信号。该信号不是在RF频率，而是在基带频率，也就是，它占用一个对应所期望信息率的通信信道的带宽。输出信号是对输入端口信号同时进行线性和非线性机制作用的结果，会将所需的RF信号与不需要的随机和不可预计的干扰RF信号混合。输出信号也包含了硬件产生的噪声，通过接收机链路累加。因为干扰和噪声，输出信号是一个包含了所需信号的失真版本。  检波器处的阈值信号噪声比SNRd，其定义是从基带信号可以恢复出所要信息的*低阈值，取决于系统的要求和调制类型、所采用的编码机制和数据速率。在当下的多模式系统中由于动态地采用多种调制方式和带宽，SNRd是一个自组织参数，通常由信号处理要求决定。需要注意的是SNRd的定义与采用的接收机是独立的，因为它只定义了在接收机输出端能够正确恢复出有用信息的*小信号噪声比。  在输出端口的信号噪声比SNRo，是只由所需信号（不包含干扰和硬件产生的噪声和失真）产生的输出信号功率与只由干扰和硬件产生的噪声和失真产生的输出信号功率的比。当SNRo≥SNRd时，接收机正常工作。SNRd=10是一个“魔幻数字”，在大部分应用中该值粗略相当于接收机输出信号开始不可用，在没有特别声明的情况我们采用该值。 直到现在所涉及的，接收机黑盒子内部是由数级构成，如同第2章所描述的，每一级构成一个具有其独立的输入输出的黑盒子，我们不关心每一个黑盒子的构成。知道中间级的特性，就可以得到总的输入输出（**的）接收机特性。相对地，基于接收机的要求，我们能够得到（不**）每一内部级的特性。 通过正确的抗干扰设计，接收机可以在一个或*多的强干扰下在输入端口检测弱信号，同时维持SNRo大于SNRd。可以这样说，一个高质量的接收机可以在多个比弱信号功率大1000万倍干扰下正确检测弱信号。在当前的蜂窝型（拥挤的）系统中，每一个接收机都*到多个邻近强信号的持续威胁，系统能力主要*限于载波干扰功率比（C/I）。 干扰场景的数量是没有限制的。为了描述接收机抗干扰的特性，我们采用一些有代表性的重要场景，每种采用一个特殊的干扰机制，我们根据每一种场景定义抗干扰参数。虽场景与给定的干扰机制可能出现许多细微差异，我们定义的抗干扰机制对于接收机和系统设计提供了一定的参考范围。 一个好的接收机设计必须实现近似相同的所有抗干扰参数。因为在实际情况中人们不能预先知道将出现的场景，一个接收机不适用于一个类型的干扰时就将失去作用。大部分抗干扰参数的定义与两个基本参数有关： 灵敏度（Sens）和同信道抑制（CCR）。 3.1灵敏度 3.1.1灵敏度是什么 考虑两个物理位置，也就是点1和点2，相隔物理距离d。假设在位置点1的发射机发射一个可调功率PT的RF信号S(t)到空中，通过一个**的发射信道（载波频率为f0，带宽为B），也就是RF信号占用频率范围为f0±B/2。为了简化，假定发射机天线和接收机天线都是各向**的（在所有方向为单位增益）。如果在点2放置一个接收机天线，天线会捕获从点1发射的RF功率为PT的一部分功率PR。如果一个接收机输入端口调到**接收天线信道，同时如果PR足够大，那么接收机可以检测出发射信号S(t)。然而，PR只是PT的一小部分，同时距离d越大，接收信号PR越小。事实上，如果只有一个主波从点1传输到点2，一般定义为自由空间条件（FS），PR与PT/d2成正比，当传输信号包括地面反射波，一般称为地面反射条件（GR），PR近似与PT/d4成正比。 假设各向**传输，定义高于地面的发射机和接收机天线高度分别为h1和h2，c为光速，f0为RF频率，λ=c/f0为RF波长，在FS条件下可以通过Friis传输公式估算PR，在双射线地面反射模型中则可以通过式（3.1）来估算GR。对于各向异性天线，只需要再乘以发射机天线和接收机天线的增益。距离dc=4π（h1h2/λ）被称为超前距离，是一个在FS和GR条件下都可得到同样PR值的距离。为了计算方便，如果发射机和接收机的距离小于dc，应该用FS公式计算接收功率，否则应该用GR公式。 PR(d)= PTλ 4πd2,d≤dc=4π h1h2 λ (FS) PTh1h2d22 ,d>dc(GR) （3.1） 不管采用哪个计算公式，路径损耗，也就是功率在路径d中的损耗，以dB的方式表达： Lpath|dB=10log10 PT PR(d) = 22+20log10 d λ (FS) 40log10 d h1h2 (GR) （3.2） 由式（3.2）可知，FS路径损耗以6dB/倍的速率增加（路径长度d加倍，则路径损耗增加6dB），然而GR路径损耗以12dB/倍的速率增加。 式（3.1）意味着如果接收机和发射机距离变得足够大，或者发射机功率足够小，那么到达接收机端天线的信号变得**微弱，直到在一个特定的时刻，接收机便不能再检测信号S(t)。 在低于一定接收功率下接收机不能再检测信号的原因（即使信号环境很纯净）是因为一个物理现象： 热噪声，其在接收机输入端口表现为一个不可避免的功率为Nth的噪声信号，由在天线输出阻抗内的电荷随机波动产生。 由于接收机链路功率增益为G，该噪声在输出端口呈现的功率为GNth。这样从一开始，对于一个天线接收所需信号的给定功率，在输入端口有信号噪声功率比*低限值SNRi。考虑*差的情况，有额外种类的电噪声信号，如散射噪声和闪烁噪声，在多种内部级产生，加入到链路中，会进一步增加总的输出噪声No。随着所需信号变弱，*终在检波器处信号噪声比SNRo